PŘIJÍMAČE S PŘÍMÝM SMĚŠOVÁNÍM

 

Nečastějším typem přijímačů jsou tzv. superheterodynní přijímače, zkráceně superhety, které mají celou řadu nevýhod, jako je malá účinnost zesilovačů při práci s vysokými kmitočty, větší množství laděných obvodů (v mezifrekvenčním zesilovači), pro příjem dostatečně úzkého pásma se používají krystalové filtry v mf (v amatérských podmínkách se dosti obtížně nastavují), komplikace při použití jako transceiver (pro vysílaný kmitočet je nutno mít další směšování), zrcadlový příjem, a podobně.

 

Uveďme si jednoduchý příklad jejich funkce. Potřebujeme například přijímat signál s kmitočtem 7 010 kHz. Pro získání mezifrekvenčního kmitočtu třeba 500 kHz potřebujeme kmitočet místního oscilátoru buď 7 510 kHz nebo 6 510 kHz. V prvém případě dochází ve směšovači k odečítání obou kmitočtů – tedy kmitočtu oscilátoru a přijímaného kmitočtu, tedy   f_mf  = f_osc – f_přij, ve druhém případě f_mf  = f_přij – f_osc. Výsledný signál se zesílí v mf zesilovači a postupuje na demodulátor – tedy další směšovač, ve kterém se mezifrekvenční kmitočet 500 kHz směšuje s kmitočtem druhého oscilátoru (BFO) s kmitočtem buď 501 kHz nebo 499 kHz. Směšováním obou kmitočtů opět vzniká jejich rozdíl, tedy nízkofrekvenční signál s již slyšitelným kmitočtem 1 kHz, který přichází na poslední stupeň – nízkofrekvenční zesilovač. A již přichází prvý z problémů. Předpokládejme, že na kmitočtu 8 010 kHz (v prvé variantě oscilátoru) nebo na kmitočtu 6 010 kHz (při použití druhé varianty kmitočtu oscilátoru) vysílá silná rozhlasová stanice, jakých je v pásmu KV dost a dost. Snadno si spočítáte, že i v tomto případě vznikne po směšování mezifrekvenční kmitočet 500 kHz, tedy slyšíme i tyto stanice. Jediné způsoby, jak tomu zabránit, jsou buď vysoká jakost vstupních laděných obvodů, které potlačí nežádoucí signály, nebo vyšší kmitočet mezifrekvence. Jenže – vysokofrekvenční zesilovače (tedy v tomto případě mezifrekvenční) mají tu vlastnost, že čím vyšší kmitočet, tím je menší jejich zesílení. Jindy se používá dvojí směšování, s vyšším prvým mf kmitočtem, ale to zase předpokládá další směšovač, další aktivní i pasivní prvky, atd.

 

Zkusíme si tedy jinou možnost: opět požadujeme (pro jednoduchost) přijímat signál s kmitočtem 7 010 kHz. Zvolíme kmitočet oscilátoru 7 011 kHz (nebo 7 009 kHz), po směšování dostaneme signál s kmitočtem 1 kHz, tedy tentýž, jako v předešlém případě teprve až po druhém směšování. Dále si představíme opět ony rušivé kmitočty rozhlasových stanic 8 010 a 6 010 kHz, po smíšení s kmitočtem oscilátoru 7 010 kHz dostaneme kmitočty 999 kHz a 1 001 kHz. To jsou již tak vysoké kmitočty, které nejenom že jsou neslyšitelné, ale také nám je běžné nízkofrekvenční zesilovače nezpracují. Nehledě na to, že je můžeme velice snadno odstranit buď pomocí paralelně zapojeného kondenzátoru s kapacitou kolem 1000 až 10 000 pF, nebo jednoduchým nf filtrem složeným z kapacit a indukčností, které uvidíme dále v popisech přijímačů. Jak jsme si ukázali, za směšovačem dostáváme již přímo nízkofrekvenční signál, který si již můžeme zesilovat na potřebnou úroveň velmi snadno. Na rozdíl od superhetu je zde také jednodušší návrh laděných obvodů vstupu a oscilátoru, jelikož pracují na (téměř) stejném kmitočtu, mohou tedy mít stejné hodnoty. Odpadá tedy starost o tzv. souběh, tedy o to, aby v celém průběhu ladění byl stálý rozdíl obou kmitočtů o mezifrekvenci. Velice jednoduché je také doplnit tento přijímač na transceiver, stačí kmitočet oscilátoru příslušně zesílit, ale k tomu se dostaneme později.

 

Tímto jsme se dostali k oboru tak zvaných přímosměšujících přijímačů (v angličtině označovaných jako Direct Conversion). Blokové schema takového přijímače je znázorněno na obrázku 1. Obsahuje vstupní laděný obvod nebo pásmovou propust Z1, směšovač U1 s oscilátorem G1, nízkofrekvenční pásmovou propust Z2 a nízkofrekvenční zesilovač A1.

Obrázek 1.

 

Těmto jednotlivým obvodům se nyní věnujme podrobněji.

 

Směšovače (demodulátory).

Vlastnosti přijímače ve značné míře (dalo by se říci že hlavně) závisí na obvodu směšovače. Požaduje se od něj vysoký součinitel přenosu, malá úroveň šumu (pro zvýšení citlivosti) a musí umět kvalitně potlačit AM signály, tedy tyto nedetekovat, pro zvýšené potlačení rušení. Z běžně používaných směšovačů jsou použitelné pouze vyvážené směšovače, tedy balanční a kruhové, které neusměrní ani signálové napětí, ani napětí oscilátoru. Jejich základní zapojení jsou znázorněna na obrázcích 2 a 3.

     

                           Obrázek 2                                                      Obrázek 3

 

V obou těchto směšovačích jsou použity symetrizační transformátory Tr1, navinuté trifilárně (třemi vodiči současně) na toroidních feritových jádrech (viz obrázek 4), transformátor Tr2 na obrázku 2 je vinut bifilárně (dvěma vodiči současně).

Obrázek 4

Zkroutíme navzájem 3 izolované vodiče a tímto svazkem navineme potřebný počet závitů. Po navinutí si pomocí ohmmetru (nebo baterky se žárovičkou) zjistíme jednotlivé vývody, na obrázku 2 označené A1, A2, B1, B2 a C1, C2. Odbočku na sekundárním vinutí vytvoříme propojením vývodů A2 a B1. Primární vinutí je pak C1, C2. Sekundární vinutí tvoří vývody A1, odbočku tvoří propojení B1-A2, a druhý krajní vývod B2.

Transformátory mohou být navinuty na feritových toroidech o průměru 4 – 10 mm, s počáteční permeabilitou mi = 150 – 1000 (vyšší hodnoty použijeme pro nízkofrekvenční obvody). Pro vf kmitočty vineme asi 10 – 20 závitů, pro nf je nutno navinout více, kolem 60 – 120 závitů. Ve většině případů je možno primární vinutí naladit do rezonance, pomocí paralelně připojeného kondenzátoru s kapacitou kolem 33 – 470 pF, dle indukčnosti vinutí. Přesněji se nastaví při uvádění do chodu. Konkrétní počet závitů primárního vinutí závisí na impedanci obvodů, připojených ke směšovači.

 

Oba tyto směšovače mohou pracovat i reverzně, tedy přivedeme-li na jejich vstup nf signál z modulátoru, obdržíme na jejich výstupu DSB signál s potlačeným nosným kmitočtem. Čím lépe je směšovač vyvážen, tím je vyšší potlačení AM signálů při příjmu a vyšší potlačení nosné vlny při vysílání. Pro přesnější vyvážení se někdy používá odporový trimr, například na obrázku 2a. Můžeme jej použít také v kruhovém směšovači, v tomto případě jej připojíme mezi krajní vývody symetrického vinutí transformátoru Tr2. V tomto případě odebíráme nf signál z běžce odporového trimru. Vyvažovací odpory ale zmenšují úroveň nf signálu, čímž poněkud snižují citlivost přijímače.

 

Docílení maximální citlivosti přijímače závisí také na nastavení úrovně napětí z oscilátoru. Příliš malé napětí zmenšuje součinitel přenosu a příliš velké zase zvětšuje šum směšovače. V obou těchto případech citlivost klesá. Optimální úroveň napětí se pohybuje v rozmezí od desetin Voltu do  1 až 1,5 V špičkové hodnoty.

 

V přímosměšujících přijímačích se dosti dobře osvědčily pro svou jednoduchost směšovače s antiparalelně zapojenými diodami, podle obrázků 5 a 6, nebo jednoduché vyvážené směšovače podle obrázku 7.

 

            

                               Obrázek 5                                                           Obrázek 6

 

Obrázek 7

 

V jednodušším směšovači (obr. 5) je k antiparalelně zapojeným diodám současně přivedeno jak napětí vstupního signálu od laděného obvodu L1 C1, tak i napětí oscilátoru přes vazební cívku L3. Napětí z oscilátoru je podstatně vyšší, než napětí vstupního signálu a pro dobrou práci směšovače s křemíkovými diodami má jeho špičková hodnota být 0,6 až 0,7 V. Kmitočet oscilátoru je poloviční oproti přijímanému kmitočtu. Za těchto podmínek se jedna z diod otevírá při kladné půlvlně signálu z oscilátoru, a druhá při záporné půlvlně. Výsledek je pak takový, že výsledný odpor antiparalelně spojených diod se zmenšuje dvakrát za dobu jednoho kmitu oscilátorového signálu, jak je znázorněno na obrázku 8, na kterém je zobrazena voltampérová

Obrázek 8

 

charakteristika dvojice antiparalelně zapojených diod (závislost proudu diod I na napětí na diodách U). Tato charakteristika má ostrý přechod při prahovém napětí kolem 0,15 V u germaniových diod a kolem 0,5 V u křemíkových diod. Při příchodu napětí oscilátoru Uosc má proud diod charakter krátkých impulsů obojí polarity (viz pravou část obrázku 8). Střední hodnota proudu impulsů je rovna nule, tedy stejnosměrná složka na výstupu směšovače je rovněž nulová. Jestliže se nyní k diodám přivedeme signální napětí Usig s dvojnásobným kmitočtem oproti signálu oscilátoru (přerušovanou čarou v dolní části obr. 8), pak vzrostou i kladné impulsy proudu a záporné se zeslabí, jak je znázorněno přerušovanou čarou v pravé části obr. 8. Na výstupu směšovače se tedy objeví složka s kladnou polaritou. Při změně fáze signálu na zápornou se na výstupu objeví záporná složka. Při malém rozdílu kmitočtů vstupního a dvojnásobku oscilátorového, například o 1 kHz, bude obvodem diod protékat proud s kmitočtem rovným kmitočtu záznějů, tedy 1 kHz. Tento proud pak protéká přes dolní propust ve tvaru PI (C3,L4,C4 na obrázku 5) a je přiveden dále do nízkofrekvenčního zesilovače.

 

Hlavní výhodou popsaného zapojení je fakt, že do obvodu zátěže přichází stejnosměrný proud, tedy že směšovač nedetekuje kmitočet oscilátoru ani vstupní kmitočet. Ještě je nutno podotknout, že pro normální práci směšovače není nutno uzavírat obvod pro stejnosměrný proud, na vstupu nf zesilovače může být oddělovací kondenzátor. To ještě dále zlepšuje práci směšovače a vyrovnává drobnější nedostatky v rozdílech charakteristik obou diod. Jelikož se oba signály v tomto směšovači nedetekují, zeslabuje se tím také rušení kmitočtově vzdálenějšími signály silných stanic.

 

Odolnost směšovače proti rušení je možno zkontrolovat pomocí vf signálního generátoru s nemodulovaným kmitočtem naladěným na vstup přijímače +/- 1 kHz od kmitočtu oscilátoru, respektive od dvojnásobku kmitočtu oscilátoru (u popsaného typu směšovače), o napětí například 1 mV a změříme úroveň výstupního signálu. Pak přeladíme vf signální generátor o 20 až 50 kHz, zapneme jeho vnitřní modulaci se (standardní) hloubkou 30 %, a zvyšujeme úroveň jeho výstupního napětí až k docílení předešlé úrovně signálu na výstupu přijímače. Úroveň výstupního signálu vf signálního generátoru pak odpovídá součiniteli potlačení AM.

 

Potlačení AM u vyvážených a kruhových směšovačů obvykle nepřekročí 60 až 65 dB, u typu směšovačů s antiparalelně zapojenými diodami dosahuje 70 až 80 dB. Další výhodou těchto směšovačů je skutečnost, že signál oscilátoru je laděn na nižší kmitočet, čímž se snadněji docílí jeho vyšší stability a zároveň je takto podstatně snížen vliv oscilátoru na vstupní obvody směšovače a jeho pronikání do antény (vstupní obvody jsou laděny na dvojnásobek kmitočtu oscilátoru, jak již bylo uvedeno). Signál oscilátoru, zpětně vyzářený anténou, nejenom že může rušit okolní přijímače, ale může se stát, že je modulován střídavým proudem na špatných kontaktech elektrické sítě, kovových konstrukcích, diodových usměrňovačích a podobně. Přijímač je pak může zpětně zachytit a tím přispívají k celkovému rušení, které zmizí při odpojení antény. Proto je velmi důležité u přímosměšujících přijímačů používat co možná nejmenší napětí signálu z oscilátoru. Pro směšovače s antiparalelně zapojenými diodami je díky nižšímu kmitočtu oscilátoru toto zpětné vyzařování o 30 až 50 dB nižší než u obyčejných směšovačů a uvedené nepříjemnosti jsou téměř odstraněny.

 

Ve směšovači podle obrázku 5 je nejvhodnější použít křemíkové diody s napětím v propustném směru kolem 0,5 V – tyto mají značně větší odolnost proti rušení než germaniové diody. Ale v každém případě je nutno nastavit optimální napětí oscilátoru tak, aby součinitel přenosu byl maximální. U směšovačů s podle obrázku 6 je nastavení hodnoty oscilátorového napětí méně kritické. Odpor R1 rozdělí počáteční předpětí na diodách proporcionálně dle napětí z oscilátoru a automaticky nastaví optimální prahové napětí.

 

Další vylepšení vazby mezi vstupními a oscilátorovými obvody, a také zmenšení vlivu silných vstupních signálů na obvod oscilátoru je docíleno v zapojení vyváženého (balančního) směšovače s antiparalelně zapojenými diodami s automatickým předpětím, jak je znázorněno na obrázku 7. Dvě dvojice diod a symetrické sekundární vinutí transformátoru Tr1 představují vyvážené můstkové zapojení, které nedovolí propustit signál z oscilátoru ani do vstupních obvodů, ani do nf výstupu. Obvod R1 C2 C3, společný pro obě dvojice diod, nastaví počáteční předpětí odpovídající napětí z oscilátoru, které se může pohybovat v rozmezí od 0,7 do 4 V bez podstatného vlivu na vlastnosti směšovače. Potlačení AM signálů u tohoto zapojení směšovače je vyšší než 80 dB a potlačení pronikání kmitočtu oscilátoru do vstupních obvodů je přes 60 dB.

 

Cívky laděných obvodů vstupu a oscilátoru pro popsané typy směšovačů je možno navinout na válcové cívkové kostry o průměru kolem 5 až 6 mm z vyřazených TV přijímačů s feritovým jádrem, vodičem průměru 0,15 až 0,25 mm. Orientační počty závitů a kapacity kondenzátorů pro některá KV amatérská pásma jsou uvedena v tabulce.

 

 

Transformátor Tr1 je stejný, jaký byl popsán pro kruhový směšovač dle obrázku 3 (viz výše).

 

Oscilátory.

Jelikož oscilátory se používají jak v přijímačích, tak i ve vysílačích, zmíním se zde o jejich potřebných vlastnostech pro obojí použití. Kvalita signálu, vysílaného radiostanicí do prostoru, je vlastně taková "vizitka" každého radioamatéra. Všem radioamatérům bych velmi rád doporučil opravdu kvalitně zpracované povídání o oscilátorech v popisu telegrafního transceiveru "TRAMPKIT" od Petra Nováka OK1WPN v AR-A 6/81. Případně mohu také doporučit podívat se na článek "Stabilní LC oscilátor" který jsem uvedl v AR 9 a 10/1984.

 

Požadavky kladené na oscilátor jsou všeobecně známé - především je to vysoká stabilita kmitočtu. Změna kmitočtu během spojení by neměla překročit 50 až 100 Hz, aby protistanice nebyla nucena neustále přelaďovat přijímač. Stejný požadavek je i pro oscilátor v přijímači, aby nebylo nutno se neustále dolaďovat na kmitočet protistanice. Při použití zařízení jako transceiver by se tak mohlo snadno stát, že během jednoho spojení obě stanice "procestují" celé pásmo. Poměrná nestabilita kmitočtu tedy podle povolovacích podmínek nesmí být horší než 20 x 10^-6 pro zařízení do výkonu 500 W.Na nižších kmitočtech je dosažení potřebné stability jednodušší, ale i zde je nutností pečlivý výběr vhodného zapojení, návrhu pracovního bodu, stabilita napájecího napětí a vhodná konstrukce oscilátoru se zřetelem k oteplování součástek a pronikání zesílených signálů zpět na laděný obvod. Při použití vyšších kmitočtů se nestabilita násobí. Dalším, neméně důležitým požadavkem je nepřipustit modulaci oscilátorového napětí brumem z napájecích obvodů, šumem, a podobně.

 

Každý oscilátor obsahuje laděný obvod a aktivní prvek, který má za úkol zesílit signál z laděného obvodu. Část zesíleného signálu se zavádí zpět na laděný obvod, čímž nahrazuje ztráty, které v něm vznikají, je to tak zvaná zpětná vazba. Nejmenší ztráty, tedy nejvyšší kvalitu docilují rezonátory tvořené krystalovými výbrusy, které zároveň mají nejmenší závislost parametrů na teplotě. Hned za nimi se z hlediska stability kmitočtu a jakosti obvodu řadí dutinové rezonátory a obvody typu Helical, kterými se ale v tomto stručném přehledu určeném pro mírně pokročilé nebudeme zabývat. Zmíněné oscilátory řízené krystalem mohou docílit stability kmitočtu až 10^-7. Bohužel ale běžnými prostředky se nedá změnit jejich kmitočet o více než 0,1 až 0,3 %, což je mnohem méně než je požadované přeladění v amatérských pásmech (1,5 až 6 %). Z tohoto důvodu se pro amatérská KV zařízení používají převážně laděné obvody s proměnnými prvky LC.

 

Pro vznik kmitů v obvodu je nutno splnit dvě podmínky: vyvážení amplitudy a správná fáze. Podmínka vyvážení amplitudy vyžaduje, aby energie přiváděná na laděný obvod od aktivního prvku se rovnala ztrátám energie v samotném obvodu a v obvodech vazby s dalšími prvky oscilátoru. Při nedostatečné zpětné vazbě se kmity zmenšují až úplně ustanou. Naopak při silné zpětné vazbě amplituda kmitů stále roste až aktivní prvek (tranzistor) buď přejde do režimu nasycení, nebo se uzavře napětím vyrobeným obvodem stabilizace amplitudy. V obou těchto případech se zesílení zmenšuje až do opětného vyvážení amplitudy. Vazba oscilátoru s dalšími obvody má být volná, aby možné nestability jejich prvků měly co možná nejmenší vliv na kmitočet obvodu a jejich vstupní odpor má být co nejvyšší. Podmínka správné fáze spočívá v tom, aby kmity zesílené aktivním prvkem se na laděný obvod přiváděly ve shodné fázi s jeho vlastními kmity, tedy aby fázový zdvih ve smyčce zpětné vazby odpovídal 0°.

 

Dále si uvedeme stručně souhrn hlavních zásad pro konstrukci oscilátorů. Tak především činitel jakosti rezonančního obvodu má být co nejvyšší. Čím vyšší je Q, tím užší je propustné pásmo a strmější fázová charakteristika. Oscilátor, jehož laděný obvod má nízké Q a tedy velkou šířku propustného pásma by se mohl snadno rozkmitat na libovolném kmitočtu, ležícím v propustném pásmu, i slabý vnější vliv by tento kmitočet mohl změnit. Oscilátor s jakostním laděným obvodem je schopen kmitat jen ve velmi úzkém rozsahu kmitočtů okolo rezonanční frekvence a ztrátový odpor téměř nemá vliv na kmitočet, takže  oscilátor není tolik rozlaďován rušivými vlivy a napětími indukovanými z okolí. Nízké Q okolo 25 podstatně zhoršuje stabilitu, Q okolo 100 je docela vyhovující. Dobrý činitel jakosti mají zvláště na vyšších pásmech na KV velké jednovrstvé vzduchové cívky ze silnějšího vodiče, vinuté s mezerami mezi závity na keramiku. Délka cívky se má přibližně  rovnat průměru cívky. Použijeme-li feritové dolaďovací jádro, musí druh feritu odpovídat pracovnímu kmitočtu. Izolace vodičů použitých k vinutí vf cívek je lepší hedvábná než smaltová, jelikož smalt má velký tg delta a mezizávitová kapacita cívky s velkými ztrátami tak značně snižuje výslednou jakost obvodu. Vazba aktivního prvku s laděným obvodem by měla být co nejvolnější, to znamená, že jak vstup tak i výstup zesilovacího prvku připojujeme na co nejnižší odbočky cívky nebo kapacitního děliče, vazební vinutí má mít co nejnižší počet závitů. To je důležité jednak proto, aby vstupní a výstupní kapacity aktivního prvku co nejméně rozlaďovaly obvod, a také proto, aby vstupní a výstupní odpor aktivního prvku co nejméně tlumil laděný obvod. Také je nutno mít na paměti, že vstupní a výstupní odpor i kapacita jsou nelineární a způsobují zkreslení sinusového průběhu napětí. Zvláště nelinearita plně otevřeného bipolárního tranzistoru způsobuje velké zkreslení, u polem řízených tranzistorů to není tak závažné. Ve snižování počtu vazebních závitů jsme omezeni jen tím, že zesílení smyčky musí být větší než 1, jak bylo uvedeno výše. V praxi je doporučeno kolektor vázat na 1/3 počtu závitů nebo níže, bázi na 1/10 nebo méně. Zesílení obvodu kladné zpětné vazby má být jen o málo větší než 1.Tím se předejde přebuzení zesilovacího prvku, a z toho plynoucího nelineárního zkreslení, rozlaďování a tlumení laděného obvodu. Při příliš velkém zesílení také může docházet ke kolísání amplitudy vlivem parazitních kmitů na nízkých kmitočtech. V úvodu byla dále zmínka o správné fázi, totiž aktivní prvek spolu s obvody kladné zpětné vazby (tj. vše v oscilátoru kromě laděného obvodu) při pracovním kmitočtu nesmí posouvat fázi. Tranzistor v zapojeni SE obrací fázi o 180°, ale vazební vinutí báze je zapojeno opačně než kolektorové, takže celek má posuv 0 stupňů. Podmínkou vzniku a udržení kmitů je nulový fázový posuv celé soustavy laděného obvodu s zesilovačem při zisku větším než 1. Pokud laděný obvod pracuje na boku rezonanční křivky, je více ovlivňován rušivými vlivy, neboť ho rozlaďuje nejen kolísání indukčnosti a kapacity, ale i kolísání jakosti obvodu. To se stává nejvíce u oscilátorů na VKV pásmech. Jestliže tranzistor pracuje blízko mezního kmitočtu, proud na výstupu se zpožďuje. Raději volíme tranzistor s  mezním kmitočtem několikrát vyšším, než je nejvyšší pracovní frekvence. Aktivní prvek má pracovat v lineárním režimu, tj. ve třídě A, jinak se zvyšuje zkreslení výstupního signálu a zhoršuje stabilita kmitočtu. Přípustný režim je ještě třída AB, kdy se tranzistor v záporné půlvlně zcela zavře dříve, než kmit dosáhne záporného vrcholu, naprosto nevhodná je pracovní třída C. Změny pracovního bodu, způsobené změnou napájecího napětí, mění parazitní kapacity aktivního prvku a tím rozlaďují obvod. Tranzistorové oscilátory napájíme stabilizovaným napětím a jejich pracovní bod stabilizujeme můstkovým zapojením. Důležitá je také mechanická stabilita obvodů oscilátoru, mění-li se vzájemná poloha spojů a součástek vlivem otřesů, mění se parazitní kapacity a indukčnosti a tím se oscilátor rozlaďuje. Součástky pájíme do plošných spojů s co možná nejkratšími vývody, aby byly přitisknuty svou plochou k desce. Kde to není možné, použijeme distanční podložky a příchytky. Plošný spoj důkladně přišroubujeme k nosné kovové desce ve všech čtyřech rozích, nebo ho po obvodu připájíme k stínění. Drátové spoje provádíme raději tlustšími tuhými dráty. Tenké drátky vývodů cívek a jiné měkké a poddajné části obvodu přilepíme parafinem nebo pečetním voskem k podkladu. Cívky impregnujeme lakem na ochranu vf obvodů nebo voskem, aby se mechanicky zpevnily a byly chráněny před vzdušnou vlhkostí, která by způsobila kolísání jakosti. Celý oscilátor uzavřeme do stínicí kovové krabičky, aby nebyl rozlaďován blízkými předměty, a nepřijímal ani nevyzařoval rušivá napětí. Zvláště u vysílačů dochází při stěsnané montáži k vyzařování napětí z koncového stupně a k ovlivňování obvodů oscilátoru. Je vhodné navíc krytem stínit cívku od ostatních součástek oscilátoru. Plošný spoj vložíme do jednoduché krabičky z tenkého pocínovaného plechu, spoje by měly být v celé šíři dobře spájené nebo svařené, nejlepší je ovšem odlitek (viz například různá inkurantní zařízení z dědictví po nebožce Wehrmacht). Co se týče teplotní stability, je nutno si uvědomit, že indukčnost cívky i kapacita kondenzátoru v laděném okruhu jsou teplotně závislé. Pokud oscilátor tepelně nevykompenzujeme, změny teploty ho budou rozlaďovat. Kompenzace je možná jen oscilátorů pevných nebo laděných v úzkém rozsahu. Provádíme ji tak, že kapacitu v ladicím okruhu poskládáme z kondenzátorů s takovým záporným teplotním součinitelem, aby výsledný záporný teplotní součinitel kapacity vyrovnal kladný teplotní součinitel indukčnosti. Někdy se používá diferenciální kapacitní trimr se dvěma pevnými kondenzátory, z nichž každý má jiný teplotní součinitel kapacity. Teplotní kompenzace pomocí kondenzátorů je dokonale popsána v již výše uvedeném popisu transceiveru "TRAMPKIT". Také zde nám může pomoci oddělení obvodů oscilátoru do uzavřené krabičky, což omezí vliv sálající teploty okolních součástí. Za oscilátor zapojíme oddělovací zesilovač s velkým vstupním odporem, malým zkreslením a s malým zpětným přenosem. Vhodný je tranzistor v zapojení se společným emitorem se zápornou zpětnou vazbou neblokovaným emitorovým odporem. Při velkých požadavcích na oddělení (napřiklad u telegrafních vysílačů) lze za něj ještě připojit tranzistor v zapojení se společnou bází a takto vytvořit kaskádní zesilovač.

 

Ale dosti teoretizování, dále si ukážeme několik praktických zapojení oscilátorů, vhodných pro použití v přímosměšujících přijímačích. Jednoduchý oscilátor osazený polem řízenými tranzistory je znázorněn na obrázku 9. Je v zapojení s induktivní tříbodovou vazbou, známým

jako oscilátor typu Hartley. Laděný obvod je tvořen cívkou L1 a kondenzátory C1 až C4. Proměnný kondenzátor C1 slouží k ladění v požadovaném kmitočtovém pásmu, a kapacitním trimrem C2 je nastaven střední kmitočet daného rozsahu. Hlavní kapacitu laděného obvodu představují kondenzátory C3 a C4, přičemž prvý z nich je zvolen s malým teplotním součinitelem, a druhý s velkým záporným, čímž je kompenzován kladný teplotní součinitel cívky. Řídící elektroda (GATE) prvého tranzistoru je k laděnému obvodu vázána kapacitním trimrem C5. Jeho kapacita je nastavena co možná nejmenší, při které ještě oscilátor kmitá v celém rozsahu přeladění. Křemíková dioda D1 (libovolný vf miniaturní typ) slouží ke stabilizaci amplitudy kmitů tím, že usměrněné vf napětí přivádí na řídící elektrodu jako záporné předpětí. Při vzrůstu amplitudy kmitů záporné předpětí vzrůstá, čímž zmenšuje zesílení, a tedy i součinitel zpětné vazby. Zpětná vazba je tvořena odbočkou na cívce L1, zhruba na 1/4 až 1/5 z celkového počtu závitů počítáno od uzemněného konce. Impedance obvodu, přepočítaná k odbočce, je zmenšena asi 16 až 25 krát, proto zátěž představovaná tranzistorem (source) má malý vliv na laděný obvod.

Obrázek 9.

 

Druhý stupeň tvoří oddělovací zesilovač, který je nutný pro zeslabení vlivu dalších stupňů na kmitočet. Také tento stupeň je tvořen polem řízeným tranzistorem T2 v zapojení odpovídajícím emitorovému sledovači u bipolárních tranzistorů. Díky vysokému vstupnímu odporu nezatěžuje obvod oscilátoru, k čemuž také ve značné míře přispívá malá kapacita vazebního kondenzátoru C6, který je vlastně také připojen k odbočce na cívce. Napájecí napětí, stejně jako u všech oscilátorů, je stabilizováno. Při použití kvalitních součástí je u tohoto oscilátoru dosaženo změny kmitočtu 50 Hz během jedné hodiny provozu v pásmu 3,5 MHz.

 

Podobný oscilátor s použitím bipolárních tranzistorů je na obrázku 10.  Laděný obvod tvoří cívka L1 spolu s kondenzátory C1 až C6. Zpětná vazba je tvořena kapacitním děličem s kondenzátory C5 a C6. Laděný obvod je k tranzistoru připojen volnou vazbou přes kondenzátor C4 s malou kapacitou a velkou kapacitu děliče C5 – C6. Jelikož tyto jsou zapojeny paralelně k přechodu

 

Obrázek 10.

 

báze – emitor tranzistoru, zeslabuje se tak vliv jeho vnitřních mezielektrodových kapacit. Signál k oddělovacímu stupni je snímán z malého zatěžovacího odporu R3 zapojeného v přívodu kolektoru. V pásmu 7 MHz je výstupní napětí kolem 100 až 150 mV.

 

Změna kmitočtu oscilátoru je možná nejenom pomocí ladicího kondenzátoru, ale i elektrickou cestou použitím kapacitní diody – varikapu, nebo lépe dvojicí varikapů, jak je znázorněno na obrázku 11. Díky zapojení varikapů proti sobě je zmenšena závislost kmitočtu na amplitudě

Obrázek 11.

 

vysokofrekvenčního napětí na obvodu. Při návrhu takového laděného obvodu postupujeme tak, že si změříme (nebo u známých typů varikapů zjistíme z katalogu) změnu jejich kapacity pro napětí například od 9 do 2 V. Dejme tomu, že v tomto případě je změna kapacity 10 až 40 pF, tedy rozdíl je 20 pF. Jestli požadovaný rozsah přeladění je například 6%, potřebujeme změnu kapacity 12% (dvojnásobná, jelikož indukčnost se nemění). Z tohoto si odvodíme celkovou kapacitu obvodu C = 20 pF / 0,12 = 167 pF. Indukčnost cívky určíme ze (známého) Thomsonova vzorce

L = 1 / (2pf)² C.

 

Kapacitu varikapů pro různá napětí z katalogových údajů můžeme vypočítat podle přibližného vzorce

C = 2 Co / Ö u

ve kterém  Co = typová kapacita při napětí 4V, u = řídící napětí.

Aby nedocházelo ke zhoršování stability kmitočtu, musí být řídící (ladicí) napětí pro varikapy velmi dobře stabilizováno a filtrováno od nežádoucích střídavých složek napětí.

 

Při použití společného oscilátoru pro příjem i vysílání u transceiverů se často používá obvod pro doladění přijímače (RIT – Receiver Incremental Tuning), kterým se vyrovnává změna kmitočtu po přechodu z vysílání na příjem. V tomto případě je varikap k laděnému obvodu připojen přes malou kapacitu, jelikož požadovaná změna kmitočtu je velmi malá. Zapojení takového obvodu je na obrázku 12.

Obrázek 12.

 

V poloze přepínače "TX " je na varikap přivedeno pevné napětí z odporového děliče. Po přepnutí na příjem (přepínač v poloze "RX") je možno napětí pro varikap měnit pomocí potenciometru a takto v malých mezích měnit kmitočet oscilátoru. Potřebné přeladění je možno nastavit buď pomocí změny kapacity kondenzátoru, zapojeného v sérii s varikapem, nebo změnou poměru odporů děliče. Vzhledem k tomu, že požadovaná změna kmitočtu je velmi malá, není ani nutno používat specielní kapacitní diodu, ale naprosto vyhoví i kterákoliv křemíková dioda, jejichž vnitřní kapacita se také dá měnit změnou přiváděného napětí.

 

V předešlém již byla zmínka o použití oddělovacích stupňů mezi oscilátorem a dalšími obvody. Tyto mají za úkol důkladně snížit zpětný vliv těchto dalších obvodů na obvod oscilátoru, jako příklad uvádím na obrázku 13 kvalitní dvoustupňový oddělovací stupeň. Prvý tranzistor řízený polem (FET) je zapojen jako již zmíněná obdoba emitorového sledovače, je zde využit jeho vysoký vstupní odpor. Za ním následuje již běžný zesilovací stupeň s bipolárním tranzistorem. Jako zátěž zesilovače slouží vysokofrekvenční tlumivka L1, kterou je možno na dolních KV pásmech nahradit odporem kolem 300 až 1000 ohmů, na vyšších pásmech paralelním laděným LC obvodem. Na výstupu je zapojena dolní propust tvaru PI (L2 C4 C5) která slouží k odstranění vyšších harmonických kmitů. Hodnoty uvedené ve schématu jsou navrženy pro pásmo 3,5 MHz.

 

Obrázek 13.

 

Pro jiná pásma je nutno příslušně upravit hodnoty kapacit a indukčností podle požadovaného kmitočtu. Hodnotu výstupního vf napětí zesilovače je možno nastavit pomocí odporového trimru R4. Návrh jednoduchého velmi stabilního oscilátoru, srovnatelného s oscilátory řízenými krystalem jsem například popisoval v AR 9/1984.

 

Pro zvýšení citlivosti a reálné selektivity přímosměšujícího přijímače je nutná nízká úroveň šumu oscilátoru. Nízkofrekvenční šumy jeho tranzistorů slabě modulují jeho signál amplitudově i fázově. Po detekci ve směšovači mohou zvyšovat celkovou úroveň šumu přijímače a směšovat se se silnými signály stanic mimo přijímaného pásma. Pro snížení úrovně šumu oscilátoru je doporučeno použít tranzistory s nízkým šumem, jejich přechody přemostit pro nízké kmitočty pomocí kondenzátorů s vyšší kapacitou a navrhnout takový druh vazby se směšovačem, který zabrání pronikání šumu do nízkofrekvenčního zesilovače. Dobré výsledky dává vazba pomocí vysokofrekvenčního transformátoru, poněkud horší vazba kondenzátorem s malou kapacitou.